現(xiàn)代無線通訊技術(shù)的蓬勃發(fā)展 使射頻收發(fā)機的設計在性能 成本以及功耗上的要求越來越高 尤其是隨著 cmos 工藝的特征尺寸進入到深亞微米和超深亞微米階段 傳統(tǒng)的壓控振蕩器已無法滿足射頻收發(fā)機的高性能要求 而近年來 數(shù)字射頻的思路已越來越多的應用于無線通訊領(lǐng)域 它利用了深亞微米 cmos 工藝下數(shù)字電路相比于模擬電路存在較快的晶體管翻轉(zhuǎn)速度 更精細的晶體管尺寸控制以及更高的電路集成度等*優(yōu)勢 采用數(shù)字方法來實現(xiàn)傳統(tǒng)射頻電路的功能 本文將詳細介紹應用于無線收發(fā)系統(tǒng)的數(shù)控振蕩器的設計方法以及其性能上的優(yōu)點
1 全數(shù)控振蕩器的概念所謂數(shù)控振蕩器其實就是一個從數(shù)字到頻率的轉(zhuǎn)換器 digital-to-frequency conversion dfc [1]即通過輸入一組數(shù)字頻率控制字 fcw 來控制和改變振蕩器的輸出信號頻率 用數(shù)學公式表示即為f0=f(fcw) (1)
因為 lc 諧振回路本身具有帶通濾波的特性 因而技術(shù)上遍及選用數(shù)控 lc 振動器 在 dco 中咱們選用數(shù)控 mos 變?nèi)莨荜嚵衼磉M行頻率的調(diào)理 且 dco 中的 mos 變?nèi)莨芄ぷ髟陔娙?電壓曲線上十分平整的兩個區(qū)域 分別是強反型高電容區(qū)和耗盡型低電容區(qū) 在這兩個區(qū)域內(nèi) 電容管的電容值隨操控電壓的改變不明顯 因而 對于疊加在操控電壓上的各種電路噪聲也不敏感 dco 輸出信號中的相位噪聲比較低[2]
在 lc 諧振回路中 振動信號的頻率由下式?jīng)Q議
在 dco 中 我們將總電容分成了 n 份獨立的數(shù)控變?nèi)莨?而總電感保持不變 式 2 變成
我們可以得到 dco 的電路結(jié)構(gòu)圖如圖 1 所示 圖中的 負阻電路是負責補充維持 lc 回路振蕩所需的能量 通常由連接成正反饋形式的有源放大器實現(xiàn)
2 數(shù)控變?nèi)莨?br>dco 中的數(shù)控變?nèi)莨芤话阌蓛蓚€連接成差分形式的相同尺寸的pmos 或 nmos 管組成 如圖 2 所示 由于 pmos 處于單獨的 n 阱中
受襯底噪聲的影響較小 因此工藝上一般采用 pmos 變?nèi)莨?根據(jù)數(shù)字控制字 dk 的值
在差分變?nèi)莨艿脑礃O 漏極和襯底上產(chǎn)生相應的控制電壓 vhign 或者 vlow 使變?nèi)莨芄ぷ髟?br>高電容區(qū)或低電容區(qū) 圖中的緩沖器除了用于建立使 mos 變?nèi)莨芄ぷ髟诟?低電容區(qū)所
需的控制電壓外 還起到隔離來自數(shù)字電路的耦合噪聲的作用
實際應用過程中 工作在耗盡型低電容區(qū)的變?nèi)莨芎苋菀走M入累積區(qū) 而累積區(qū)的
電容值會升高 為了防止這一現(xiàn)象的發(fā)生 我們可以將 pmos 變?nèi)莨軐Φ囊r底接到電源
電壓上 形成反型數(shù)控 pmos 變?nèi)莨?這樣在很大范圍內(nèi) vg 都不會大于 vb 管子不會進入累積區(qū)[3]
經(jīng)過上述分析 可知變?nèi)莨荜嚵兄械碾娙菘梢愿鶕?jù)各自對應的數(shù)字控制字分別工作
在高電容狀態(tài) chigh,k 和低電容狀態(tài) clow,k 高低電容狀態(tài)下的電容差值可表示為
δck=chigh,k-clow,k
ck 就是第 k 個數(shù)控變?nèi)莨茉跀?shù)字控制字 dk 下的有效變?nèi)葜?也即
ck=clow,k+dk· δck
因此式 3 變成
當 d0,d1,d2 dn-1 按照二進制排列時 其中高位的數(shù)字信號 dn-1 控制電容陣列中 ck 大的電容 cn-1,依此類推 低位的信號d0 控制 ck 小的電容 c0 顯然 dco 的調(diào)頻精度由 c0 決定 對式 6 中的頻率 f0 以 c 為變量求導 得到
其中 f0 為 dco 當前的振蕩頻率 ctotal
為諧振回路的總電容值 為了能更精確的調(diào)節(jié)振蕩
頻率 在 dco 中 人們通過高速抖動數(shù)控 mos 變?nèi)莨艿姆椒梢缘玫较喈斢谠瓉戆朔种?br>的小有效變?nèi)葜?這樣 dco 頻率調(diào)節(jié)的精度就提高了 8 倍[4]
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